TLC1551是美国TI公司生产的10位并行输出模数转换器,该器件转换速度快,传输数据方便,应用电路简单.文中介绍了TLC1551的管脚功能、电气特性、工作原理和时序、应用电路及模数转换的单片机基本程
上传时间： 2013-07-26
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嵌入式系统是以应用为中心，以计算机技术为基础，软硬件可裁减，适应应用系统，对功能，可靠性，成本，体积，功耗严格要求的专用计算机系统[1]。广泛应用于军事，信息家电，无线通信设备，消费类电子产品，移动计算平台等诸多领域，是当今热门的计算机开发技术。 随着科学技术发展，人们生活水平提高，数字高清电视逐渐普及，在各大卖场，对销售过程中展示设备也随之提出了更高的要求。但据调查，在中国现有的高清播放系统普遍存在价格昂贵，损耗高，寿命短及外部接口少等缺陷，导致无法普及。 针对这一现状，本课题设计了一种以嵌入式处理器ARM系列32位嵌入式EM8623芯片为硬件平台，嵌入式实时操作系统uclinux为系统软件平台的高清播放系统。 ARM(Advanced RISC Machines)既是一种处理器架构，又是公司的名称，该公司主要设计处理器架构，并将其技术授权给其他芯片厂商。该处理器架构具有外型小，性能高等特点，多用于便携式通讯工具，多媒体数字式消费类仪器和嵌入式系统解决方案等领域。本课题在充分考虑系统实用性和开发成本的基础上，采用EM8623芯片为CPU，片外扩展FLASH和SDRAM存储器。 uclinux系统从Linux2.0/2.4内核派生而来，虽然是为了支持没有MMU(虚拟内存管理单元)的处理器而设计，但保留了操作系统的所有特性，为硬件平台更好地运行提供了保证，也降低了软件设计复杂度，提高了系统的实时性和灵活性，缩短了开发周期。 该高清播放系统具有工作时间长，性能稳定等特点，采用面向对象和面向过程综合编程方法，ASM，C，C++多种语言混合编程方式实现，使系统具有很高的健壮性和可扩展性。 基于ARM的高清播放系统在现场运行稳定可靠，达到了预期的效果和实际要求。而且由于该高清播放系统外接接口丰富(包括常见的HDMI，S-Video，VGA，YPbPr，YCbCr)，连接使用方便，所以具有很好的市场价值，可广泛应用于电视销售柜台，化妆品展示柜台，联网广告机等领域。
上传时间： 2013-04-24
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本文首先介绍了主流8位MCU(微控制器)的通用架构，通过比较分析主流国际MCU半导体供应商的MCU产品，结合作者在德国英飞凌公司的项目实践，分析了英飞凌XC866系列8位MCU的架构特点和功能特性。在此基础上，介绍了该MCU芯片的系统集成方法，以及组成模块的架构和功能。 LlN协议是当前广泛应用的车载局部互连协议，作为英飞凌XC866MCU上很关键的一个外围IP，本论文在介绍了MCU架构基础上，设计实现了LlN控制器。LIN协议是UART在数据链路层上的扩展，其关键是LlN协议数据链路层的检测实现。本文给出了一种可靠，高效的协议检测机制，从而使软件和硬件更好配合工作完成协议检测。在完成LlN控制器设计后，本文结合了XC866ADC的架构，介绍了ADC模拟和系统的数字接口概念和实现要点，介绍了如何考虑分析选择合理的数字接口方案。论文最后以XC866的系统架构为基础，提出了一种高效的基于FPGA的IP原型验证平台方案，并以LlN控制器作为验证这一平台的IP，在FPGA上成功的实现了验证方案。论文同时介绍了从SOC设计向FPGA原型验证转换时的处理方法及工程经验，介绍了MCU及验证平台的测试平台思想，以及基于FPGA原型和逻辑分析仪实时测试的MCU固件代码覆盖率测试方法。 目前8位MCU在中低端的应用越来越广泛，特别是目前发展迅速的汽车电子和消费电子领域。因此对MCU架构的不断研究和提高，对更多面向应用领域的IP的研究和设计，以及如何更快速的实现芯片验证将极大的推动MCU在各个领域的应用和推广，将产生极大的经济和应用价值。
上传时间： 2013-07-14
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ADS7824是美国BB公司生产的12位开关电容式逐次逼近型模/数转换芯片.它具有与CPU的并行/串行接口,功耗低,片上资源丰富,接口灵活等特点.文中详细介绍了ADS7824的工作原理、引脚定义、工作
上传时间： 2013-07-08
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作为嵌入式系统核心的微处理器，是SOC不可或缺的“心脏”，微处理器的性能直接影响着整个SOC的性能。 与国际先进技术相比，我国在这一领域的研究和开发工作还相当落后，这直接影响到我国信息产业的发展。本着赶超国外先进技术，填补我国在该领域的空白以摆脱受制于国外的目的，我国很多科研单位和公司进行了自己的努力和尝试。经过几年的探索，已经有多种自主知识产权的处理器芯片完成了设计验证并逐渐进入市场化阶段。我国已结束无“芯”的历史，并向设计出更高性能处理器的目标迈进。 艾科创新微电子公司的VEGA处理器，是公司凭借自己的技术力量和科研水平设计出的一款64位高性能RSIC微处理器。该处理器基于MIPSISA构架，采用五级流水线的设计，并且使用了高性能处理器所广泛采用的虚拟内存管理技术。设计过程中采用自上而下的方法，根据其功能将其划分为取指、译码、算术逻辑运算、内存管理、流水线控制和cache控制等几个功能块，使得我们在设计中能够按照其功能和时序要求进行。 本文的首先介绍了MIPS微处理器的特点，通过对MIPS指令集和其五级流水线结构的介绍使得对VEGA的设计有了一个直观的认识。在此基础上提出了VEGA的结构划分以及主要模块的功能。作为采用虚拟内存管理技术的处理器，文章的主要部分介绍了VEGA的虚拟内存管理技术，将VEGA的内存管理单元(MMU)尤其是内部两个翻译后援缓冲(TLB)的设计作为重点给出了流水线处理器设计的方法。结束总体设计并完成仿真后，并不能代表设计的正确性，它还需要我们在实际的硬件平台上进行验证。作为论文的又一重点内容，介绍了我们在VEGA验证过程中使用到的FPGA的主要配置单元，FPGA的设计流程。VEGA的FPGA平台是一完整的计算机系统，我们利用在线调试软件XilinxChipscope对其进行了在线调试，修正其错误。 经过模块设计到最后的FPGA验证，VEGA完成了其逻辑设计，经过综合和布局布线等后端流程，VEGA采用0.18工艺流片后达到120MHz的工作频率，可在其平台上运行Windows-CE和Linux嵌入式操作系统，达到了预计的设计要求。
上传时间： 2013-07-07
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码元定时恢复(位同步)技术是数字通信中的关键技术。位同步信号本身的抖动、错位会直接降低通信设备的抗干扰性能，使误码率上升，甚至会使传输遭到完全破坏。尤其对于突发传输系统，快速、精确的定时同步算法是近年来研究的一个焦点。本文就是以Inmarsat GES/AES数据接收系统为背景，研究了突发通信传输模式下的全数字接收机中位同步方法，并予以实现。 本文系统地论述了位同步原理，在此基础上着重研究了位同步的系统结构、码元定时恢复算法以及衡量系统性能的各项指标，为后续工作奠定了基础。 首先根据卫星系统突发信道传输的特点分析了传统位同步方法在突发系统中的不足，接下来对Inmarsat系统的短突发R信道和长突发T信道的调制方式和帧结构做了细致的分析，并在Agilent ADS中进行了仿真。 在此基础上提出了一种充分利用报头前导比特信息的，由滑动平均、阈值判断和累加求极值组成的快速报头时钟捕获方法，此方法可快速精准地完成短突发形式下的位同步，并在FPGA上予以实现，效果良好。 在长突发形式下的报头时钟捕获后还需要对后续数据进行位同步跟踪，在跟踪过程中本论文首先用DSP Builder实现了插值环路的位同步算法，进行了Matlab仿真和FPGA实现。并在插值环路的基础上做出改进，提出了一种新的高效的基于移位算法的位同步方案并予以FPGA实现。最后将移位算法与插值算法进行了性能比较，证明该算法更适合于本项目中Inmarsat的长突发信道位同步跟踪。 论文对两个突发信道的位同步系统进行了理论研究、算法设计以及硬件实现的全过程，满足系统要求。
上传时间： 2013-04-24
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基于过采样和∑-△噪声整形技术的DAC能够可靠地把数字信号转换为高精度的模拟信号(大于等于16位)。采用这一架构进行数模转换具有诸多优点，例如极低的失配噪声和更高的可靠性，便于实现嵌入式集成等，最重要的是可以得到其他DAC结构所无法达到的精度和动态范围。在高精度测量，音频转换，汽车电子等领域有着广泛的应用价值。 本文采用∑-△结构以FPGA方式实现了一个具有高精度的数模转换器，在24比特的输入信号下，达到了约150dB的信噪比。作为一个灵活的音频DAC实现方案。该DAC可以对CD/DVD/HDCD/SACD等多种制式下的音频信号进行处理，接受并转换采样率为32/44.1/48/88.2/96/192kHz，字长为16/18/20/24比特的PCM数据，具备良好的兼容性和通用性。 由于非线性和不稳定性的存在，高阶∑-△调制器的设计与实现存在较大的难度。本文综合大量文献中的经验原则和方法，阐述了稳定的高阶高精度调制器的设计流程；并据此设计了达到24bit精度和满量程输入范围的的5阶128倍调制器。本文创新性地提出了∑-△调制器的一种高效率流水线实现结构。分析表明，与其他常见的∑-△调制器实现结构相比，本方案具有结构简单、运算单元少等优点；此外在同样信号采样率下，调制器所需的时钟频率大大降低。 文中的过采样滤波模块采用三级半带滤波器和一个可变CIC滤波器级联组成，可以达到最高128倍的过采样比，同时具有良好的通带和阻带特性。在半带滤波器的设计中采用了CSD编码，使结构得到了充分的简化。 本文提出的过采样DAC方案具有可重配置结构，让使用者能够方便地控制过采样比和调制器阶数。通过积分梳状滤波器的配置，能够获得32/64/128倍的不同过采样比，从而实现对于32～192kHz多种采样率输入的处理。在不同输入字长情况下，通过调制器的重构，则可以将调制器由高精度的5阶模式改变为功耗更低的3阶模式，满足不同分辨率信号输入时的不同精度要求。这是本文的另一创新之处。 目前，该过采样DAC已经在XilinxVirtexⅡ系列FPGA器件下得到硬件实现和验证。测试表明，对于从32kHz到192kHz的不同输入信号，该DAC模块输出1比特码流的带内信噪比均能满足24比特数据转换应用的分辨率要求。
上传时间： 2013-07-08
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现场可编程门阵列(FPGA)是一种可实现多层次逻辑器件。基于SRAM的FPGA结构由逻辑单元阵列来实现所需要的逻辑函数。FPGA中，互连线资源是预先定制的，这些资源是由各种长度的可分割金属线，缓冲器和．MOS管实现的，所以相对于ASIC中互连线所占用的面积更大。为了节省芯片面积，一般都采用单个MOS晶体管来连接逻辑资源。MOS晶体管的导通电阻可以达到千欧量级，可分割金属线段的电阻相对于MOS管来说是可以忽略的，然而它和地之间的电容达到了0.1pf[1]。为了评估FPGA的性能，用HSPICE仿真模型虽可以获得非常精确的结果，但是基于此模型需要花费太多的时间。这在基于时序驱动的工艺映射和布局布线以及静态时序分析中都是不可行的。于是，非常迫切地需要一种快速而精确的模型。 FPGA中连接盒、开关盒都是由MOS管组成的。FPGA中的时延很大部分取决于互连，而MOS传输晶体管在互连中又占了很大的比重。所以对于MOS管的建模对FPGA时延估算有很大的影响意义。对于MOS管，Muhammad[15]采用导通电阻来代替MOS管，然后用。Elmore[3]时延和Rubinstein[4]时延模型估算互连时延。Elmore时延用电路的一阶矩来近似信号到达最大值50％时的时延，而Rubinstein也是通过计算电路的一阶矩估算时延的上下边界来估算电路的时延，然而他们都是用来计算RC互连时延。传输管是非线性器件，所以没有一个固定的电阻，这就造成了Elmore时延和Rubinstein时延模型的过于近似的估算，对整体评估FPGA的性能带来负面因素。 本论文提出快速而精确的现场可编程门阵列FPGA中的互连资源MOS传输管时延模型。首先从阶跃信号推导出适合50％时延的等效电阻模型，然后在斜坡输入的时候，给出斜坡输入时的时延模型，并且给出等效电容的计算方法。结果验证了我们精确的时延模型在时间上的开销少的性能。 在岛型FPGA中，单个传输管能够被用来作为互连线和互连线之间的连接，或者互连线和管脚之间的连接，如VPR把互连线和管脚作为布线资源，管脚只能单独作为输入或者输出管脚，以致于它们不是一个线网的起点就是线网的终点。而这恰恰忽略了管脚实际在物理上可以作为互连线来使用的情况(VPR认为dogleg现象本身对性能提高不多)。本论文通过对dogleg现象进行了探索，并验证了在使用SUBSET开关盒的情况下，dogleg能提高FPGA的布通率。
上传时间： 2013-07-24
上传用户：yezhihao
Hyperlynx仿真应用:阻抗匹配.下面以一个电路设计为例，简单介绍一下PCB仿真软件在设计中的使用。下面是一个DSP硬件电路部分元件位置关系(原理图和PCB使用PROTEL99SE设计)，其中DRAM作为DSP的扩展Memory(64位宽度，低8bit还经过3245接到FLASH和其它芯片)，DRAM时钟频率133M。因为频率较高，设计过程中我们需要考虑DRAM的数据、地址和控制线是否需加串阻。下面，我们以数据线D0仿真为例看是否需要加串阻。模型建立首先需要在元件公司网站下载各器件IBIS模型。然后打开Hyperlynx,新建LineSim File(线路仿真—主要用于PCB前仿真验证)新建好的线路仿真文件里可以看到一些虚线勾出的传输线、芯片脚、始端串阻和上下拉终端匹配电阻等。下面，我们开始导入主芯片DSP的数据线D0脚模型。左键点芯片管脚处的标志，出现未知管脚，然后再按下图的红线所示线路选取芯片IBIS模型中的对应管脚。 3http://bbs.elecfans.com/ 电子技术论坛 http://www.elecfans.com 电子发烧友点OK后退到“ASSIGN Models”界面。选管脚为“Output”类型。这样，一样管脚的配置就完成了。同样将DRAM的数据线对应管脚和3245的对应管脚IBIS模型加上(DSP输出，3245高阻，DRAM输入)。下面我们开始建立传输线模型。左键点DSP芯片脚相连的传输线，增添传输线，然后右键编辑属性。因为我们使用四层板，在表层走线，所以要选用“Microstrip”，然后点“Value”进行属性编辑。这里，我们要编辑一些PCB的属性，布线长度、宽度和层间距等，属性编辑界面如下：再将其它传输线也添加上。这就是没有加阻抗匹配的仿真模型(PCB最远直线间距1.4inch，对线长为1.7inch)。现在模型就建立好了。仿真及分析下面我们就要为各点加示波器探头了，按照下图红线所示路径为各测试点增加探头：为发现更多的信息，我们使用眼图观察。因为时钟是133M，数据单沿采样，数据翻转最高频率为66.7M，对应位宽为7.58ns。所以设置参数如下：之后按照芯片手册制作眼图模板。因为我们最关心的是接收端(DRAM)信号，所以模板也按照DRAM芯片HY57V283220手册的输入需求设计。芯片手册中要求输入高电平VIH高于2.0V，输入低电平VIL低于0.8V。DRAM芯片的一个NOTE里指出，芯片可以承受最高5.6V，最低-2.0V信号(不长于3ns)：按下边红线路径配置眼图模板：低8位数据线没有串阻可以满足设计要求，而其他的56位都是一对一，经过仿真没有串阻也能通过。于是数据线不加串阻可以满足设计要求，但有一点需注意，就是写数据时因为存在回冲，DRAM接收高电平在位中间会回冲到2V。因此会导致电平判决裕量较小，抗干扰能力差一些，如果调试过程中发现写RAM会出错，还需要改版加串阻。
上传时间： 2013-11-05
上传用户：dudu121
PCB 布线原则连线精简原则连线要精简，尽可能短，尽量少拐弯，力求线条简单明了，特别是在高频回路中，当然为了达到阻抗匹配而需要进行特殊延长的线就例外了，例如蛇行走线等。安全载流原则铜线的宽度应以自己所能承载的电流为基础进行设计，铜线的载流能力取决于以下因素：线宽、线厚（铜铂厚度）、允许温升等，下表给出了铜导线的宽度和导线面积以及导电电流的关系（军品标准），可以根据这个基本的关系对导线宽度进行适当的考虑。印制导线最大允许工作电流（导线厚50um，允许温升10℃）导线宽度（Mil） 导线电流（A） 其中:K 为修正系数，一般覆铜线在内层时取0.024，在外层时取0.048；T 为最大温升，单位为℃;A 为覆铜线的截面积，单位为mil（不是mm，注意）；I 为允许的最大电流，单位是A。电磁抗干扰原则电磁抗干扰原则涉及的知识点比较多，例如铜膜线的拐弯处应为圆角或斜角（因为高频时直角或者尖角的拐弯会影响电气性能）双面板两面的导线应互相垂直、斜交或者弯曲走线，尽量避免平行走线，减小寄生耦合等。一、 通常一个电子系统中有各种不同的地线，如数字地、逻辑地、系统地、机壳地等，地线的设计原则如下：1、 正确的单点和多点接地在低频电路中，信号的工作频率小于1MHZ，它的布线和器件间的电感影响较小，而接地电路形成的环流对干扰影响较大，因而应采用一点接地。当信号工作频率大于10MHZ 时，如果采用一点接地，其地线的长度不应超过波长的1/20，否则应采用多点接地法。2、 数字地与模拟地分开若线路板上既有逻辑电路又有线性电路，应尽量使它们分开。一般数字电路的抗干扰能力比较强，例如TTL 电路的噪声容限为0.4~0.6V，CMOS 电路的噪声容限为电源电压的0.3~0.45 倍，而模拟电路只要有很小的噪声就足以使其工作不正常，所以这两类电路应该分开布局布线。3、 接地线应尽量加粗若接地线用很细的线条，则接地电位会随电流的变化而变化，使抗噪性能降低。因此应将地线加粗，使它能通过三倍于印制板上的允许电流。如有可能，接地线应在2~3mm 以上。4、 接地线构成闭环路只由数字电路组成的印制板，其接地电路布成环路大多能提高抗噪声能力。因为环形地线可以减小接地电阻，从而减小接地电位差。二、 配置退藕电容PCB 设计的常规做法之一是在印刷板的各个关键部位配置适当的退藕电容，退藕电容的一般配置原则是：?电电源的输入端跨½10~100uf的的电解电容器，如果印制电路板的位置允许，采Ó100uf以以上的电解电容器抗干扰效果会更好¡���?原原则上每个集成电路芯片都应布置一¸0.01uf~`0.1uf的的瓷片电容，如遇印制板空隙不够，可Ã4~8个个芯片布置一¸1~10uf的的钽电容（最好不用电解电容，电解电容是两层薄膜卷起来的，这种卷起来的结构在高频时表现为电感，最好使用钽电容或聚碳酸酝电容）。���?对对于抗噪能力弱、关断时电源变化大的器件，ÈRA、¡ROM存存储器件，应在芯片的电源线和地线之间直接接入退藕电容¡���?电电容引线不能太长，尤其是高频旁路电容不能有引线¡三¡过过孔设¼在高ËPCB设设计中，看似简单的过孔也往往会给电路的设计带来很大的负面效应，为了减小过孔的寄生效应带来的不利影响，在设计中可以尽量做到£���?从从成本和信号质量两方面来考虑，选择合理尺寸的过孔大小。例如¶6- 10层层的内存模¿PCB设设计来说，选Ó10/20mi（（钻¿焊焊盘）的过孔较好，对于一些高密度的小尺寸的板子，也可以尝试使Ó8/18Mil的的过孔。在目前技术条件下，很难使用更小尺寸的过孔了（当孔的深度超过钻孔直径µ6倍倍时，就无法保证孔壁能均匀镀铜）；对于电源或地线的过孔则可以考虑使用较大尺寸，以减小阻抗¡���?使使用较薄µPCB板板有利于减小过孔的两种寄生参数¡���? PCB板板上的信号走线尽量不换层，即尽量不要使用不必要的过孔¡���?电电源和地的管脚要就近打过孔，过孔和管脚之间的引线越短越好¡���?在在信号换层的过孔附近放置一些接地的过孔，以便为信号提供最近的回路。甚至可以ÔPCB板板上大量放置一些多余的接地过孔¡四¡降降低噪声与电磁干扰的一些经Ñ?能能用低速芯片就不用高速的，高速芯片用在关键地方¡?可可用串一个电阻的方法，降低控制电路上下沿跳变速率¡?尽尽量为继电器等提供某种形式的阻尼，ÈRC设设置电流阻尼¡?使使用满足系统要求的最低频率时钟¡?时时钟应尽量靠近到用该时钟的器件，石英晶体振荡器的外壳要接地¡?用用地线将时钟区圈起来，时钟线尽量短¡?石石英晶体下面以及对噪声敏感的器件下面不要走线¡?时时钟、总线、片选信号要远ÀI/O线线和接插件¡?时时钟线垂直ÓI/O线线比平行ÓI/O线线干扰小¡? I/O驱驱动电路尽量靠½PCB板板边，让其尽快离¿PC。。对进ÈPCB的的信号要加滤波，从高噪声区来的信号也要加滤波，同时用串终端电阻的办法，减小信号反射¡? MCU无无用端要接高，或接地，或定义成输出端，集成电路上该接电源、地的端都要接，不要悬空¡?闲闲置不用的门电路输入端不要悬空，闲置不用的运放正输入端接地，负输入端接输出端¡?印印制板尽量使Ó45折折线而不Ó90折折线布线，以减小高频信号对外的发射与耦合¡?印印制板按频率和电流开关特性分区，噪声元件与非噪声元件呀距离再远一些¡?单单面板和双面板用单点接电源和单点接地、电源线、地线尽量粗¡?模模拟电压输入线、参考电压端要尽量远离数字电路信号线，特别是时钟¡?对¶A/D类类器件，数字部分与模拟部分不要交叉¡?元元件引脚尽量短，去藕电容引脚尽量短¡?关关键的线要尽量粗，并在两边加上保护地，高速线要短要直¡?对对噪声敏感的线不要与大电流，高速开关线并行¡?弱弱信号电路，低频电路周围不要形成电流环路¡?任任何信号都不要形成环路，如不可避免，让环路区尽量小¡?每每个集成电路有一个去藕电容。每个电解电容边上都要加一个小的高频旁路电容¡?用用大容量的钽电容或聚酷电容而不用电解电容做电路充放电储能电容，使用管状电容时，外壳要接地¡?对对干扰十分敏感的信号线要设置包地，可以有效地抑制串扰¡?信信号在印刷板上传输，其延迟时间不应大于所有器件的标称延迟时间¡环境效应原Ô要注意所应用的环境，例如在一个振动或者其他容易使板子变形的环境中采用过细的铜膜导线很容易起皮拉断等¡安全工作原Ô要保证安全工作，例如要保证两线最小间距要承受所加电压峰值，高压线应圆滑，不得有尖锐的倒角，否则容易造成板路击穿等。组装方便、规范原则走线设计要考虑组装是否方便，例如印制板上有大面积地线和电源线区时（面积超¹500平平方毫米），应局部开窗口以方便腐蚀等。此外还要考虑组装规范设计，例如元件的焊接点用焊盘来表示，这些焊盘（包括过孔）均会自动不上阻焊油，但是如用填充块当表贴焊盘或用线段当金手指插头，而又不做特别处理，（在阻焊层画出无阻焊油的区域），阻焊油将掩盖这些焊盘和金手指，容易造成误解性错误£SMD器器件的引脚与大面积覆铜连接时，要进行热隔离处理，一般是做一¸Track到到铜箔，以防止受热不均造成的应力集Ö而导致虚焊£PCB上上如果有¦12或或方Ð12mm以以上的过孔时，必须做一个孔盖，以防止焊锡流出等。经济原则遵循该原则要求设计者要对加工，组装的工艺有足够的认识和了解，例È5mil的的线做腐蚀要±8mil难难，所以价格要高，过孔越小越贵等热效应原则在印制板设计时可考虑用以下几种方法：均匀分布热负载、给零件装散热器，局部或全局强迫风冷。从有利于散热的角度出发，印制板最好是直立安装，板与板的距离一般不应小Ó2c，，而且器件在印制板上的排列方式应遵循一定的规则£同一印制板上的器件应尽可能按其发热量大小及散热程度分区排列，发热量小或耐热性差的器件（如小信号晶体管、小规模集³电路、电解电容等）放在冷却气流的最上（入口处），发热量大或耐热性好的器件（如功率晶体管、大规模集成电路等）放在冷却Æ流最下。在水平方向上，大功率器件尽量靠近印刷板的边沿布置，以便缩短传热路径；在垂直方向上，大功率器件尽量靠近印刷板上方布置£以便减少这些器件在工作时对其他器件温度的影响。对温度比较敏感的器件最好安置在温度最低的区域（如设备的µ部），千万不要将它放在发热器件的正上方，多个器件最好是在水平面上交错布局¡设备内印制板的散热主要依靠空气流动，所以在设计时要研究空气流动的路径，合理配置器件或印制电路板。采用合理的器件排列方式，可以有效地降低印制电路的温升。此外通过降额使用，做等温处理等方法也是热设计中经常使用的手段¡
上传时间： 2013-11-24
上传用户：气温达上千万的
