安森美Elitesic第二代 1200V 碳化硅 MOSFET M3S系列笔记
摘要
onsemi发布了第二代1200V碳化硅（SiC）MOSFET，命名为M3S，S的意思是开关。M3S−系列除了降低比电阻R SP（定义为RDS（on）*面积）外，还专注于比第一代1200 V SiC MOSFET提高开关性能。M3S经过优化，可在太阳能逆变器、ESS、UPS和非车载电动汽车充电器等工业电力系统的高功率应用中提供更好的性能。它可以帮助设计者提高开关频率，同时提高系统效率。本应用说明介绍了M3S的关键特性，与第1代相比有多大改进，并提供了有用的设计技巧。
介绍
SiC功率器件在能源基础设施领域迅速被采用，包括太阳能、UPS、储能和电动汽车充电系统，以提高效率或提高功率密度。较低的开关损耗使得能够以较少的冷却努力获得更高的效率，或者使得能够以减小的无源元件的尺寸和价值实现更高的开关频率。这些好处可以证明SiC功率器件的更高成本是合理的。
onsemi已经发布了第一代1200 V SiC MOSFET产品，命名为SC1，并从20 mΩ排列到160 mΩ，如表所示。尽管与IGBT相比，SC1的性能有了很大提高，IGBT是工业电力系统1200V开关的传统解决方案，但SC1的目标是通用的、折衷的参数，没有具体说明。一些设计师会希望为自己的系统提供更具体的产品。1
onsemi Gen 2 1200 V SiC MOSFET分为两种核心技术，一种是T设计，另一种是S设计。T−设计旨在吸引逆变器，要求更低的Rds（接通）和更好的短路能力，而不是更快的开关速度。S−设计针对高开关性能进行了优化，因此设计为具有较低的QG（TOT）和较高的di/dt和dv/dt，从而降低开关损耗。M3S产品排列为13/22/30/40/70 mΩ，用于TO247−3L/4L和D2PAK−7L的分立封装。碳化硅材料相对于硅的优势在之前关于Gen 1]的应用说明中进行了描述，本说明将跳过它，其中将介绍M3S与SC1相比的关键特性。1200 V SiC MOSFET[1
表1。分立封装中的1200 V SiC MOSFET（工业级为'T'，自动合格为'V'，AEC−Q101）
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M3S的关键特性（第2代）
针对SC1（第1代）
本节介绍了第2代（NTH4L022N120M3S，1200 V/22 mΩ，TO247−4L）与第1代（NTCH4 L020N120SC1，1200 V/20 mΩ，TO247−4L）相比的关键特性。在相同的试验台下进行评估，同时使用具有参数中值的金样品。
RDS（ON），温度系数
导通电阻RDS（on）是系统性能的一个关键参数。RDS（ON）越低，返回的传导损耗越低。其温度系数也很重要，因为设备在开始运行后会被加热，因此系统中的实际传导损耗被称为高温下的RDS（ON）。
MOSFET RDS（ON）主要由沟道电阻、JFET区电阻和漂移区电阻三部分组成。沟道电阻具有负温度系数（NTC），而其它沟道电阻则具有正温度系数（PTC）。RDS（ON）的整体温度系数特性由这些电阻的组成决定并支配。
在图中，NTH4L020N120SC1的RDS（ON）在150时增加了31%在室温下（室温约25℃），而NTH4L022N120M3S在给定条件下显示出74%的增加。这一结果表明SC1在该条件下高度受沟道电阻支配。当系统中的负载变重时，在高温下增加的量越小，传导损耗就越低。仅就传导损耗而言，SC1可能比M3S更好。然而，由于在高开关频率下操作的应用具有比开关损耗相对更低的导通比例，所以这在应用中不是很大的优势。事实上，它高度受沟道电阻支配，这意味着SC1需要比Gen 2更高的正栅极偏置（VGS）才能完全导通，这需要在驱动电路设计方面付出更多努力。因此，M3S将更适合预期的快速切换应用。1
图1。归一化RDS（ON）与温度
VGS（TH），温度相关性
阈值电压VGS（TH）是能够在源极和漏极之间形成沟道的最小栅极偏置。它的温度系数为负。基本上，在相同的技术中，具有较低VGS（TH）的设计给出了较低的R SP，但降低VGS（TH）存在障碍。在操作中，较低的VGS（TH）提供了较差的抗噪声性，以防止通过米勒电容器的dv/dt感应电流尖峰引起的不希望的寄生导通，以及通过共用源电感的di/dt感应电压尖峰引起的部分导通以及寄生电感器和电容器之间谐振的振荡。这些使得电路和PCB布局的设计变得困难。
在图2中，M3S显示了与SC1相同的VGS（TH）温度依赖性趋势，并且在使用黄金样品的实际测量中，在高温下的VGS的温度略高，尽管数据表中这些VGS的典型VGS（TH）分别为2.72 V和2.70 V，这表明M3S在R SP中实现了更好的性能，即使VGS（TH）水平相似。在数据表的最小值中，NTH4L022N120M3S的VGS（TH）高出0.2 V，即2.04 V比1.8 V，这将降低噪声风险。
图2:阈值电压与温度
VGS（OP），推荐工作栅极电压
推荐的工作栅极驱动电压是通过考虑性能决定的，如RDS（ON）、开关损耗（EON，E OFF）、体二极管的正向电压降（VF）及其反向恢复损耗（EREC）以及可靠性，尤其是栅极氧化物质量问题。
与表一样，建议M3S使用−3 V作为负栅极偏置电源电压，使用18 V作为正栅极偏置电压，而SC1使用−5 V/20 V。SC1需要更高电压的原因对通道的控制不如M3S。更高的VGS（OP）还需要VGS中更高的最大额定值以具有足够的设计裕度，从而导致更厚的栅极氧化物厚度，这降低了沟道迁移率和跨导，减缓了开关速度。2
此VGS（OP）是推荐值，而不是唯一可用的值。可以根据的要求进行选择
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每个系统在最大VGS内。正确的VGS（OP）选择将在“如何选择正确的VGS（OP）”一节中进行指导。
表2。1200 V SiC MOSFET的栅极对源电压
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QG（TOT），闸门总电荷
它是MOSFET导通或关断瞬态过程中所需的电荷量。电荷是电流乘以时间（Q=I*t）。这意味着更高的QG（TOT）在相同的时间内或在相同栅极电流的更长时间内需要更高的栅极驱动电流用于栅极驱动，这将要求栅极驱动电路具有更高的驱动能力。
NTH4L022N120M3S在给定条件下具有135 nC，并且在RDS（ON）*QG（TOT）中的FOM（优点图）因子比NTH4L020N120SC1降低了44%，这意味着它只需要56%的栅极电荷就可以在同一RDS（ON（ON）设备中进行切换。得益于此，它可以通过减少栅极驱动器的电流吸收和来源能力来减少驱动栅极的负担，并为并行操作提供了便利。
图3。闸门总费用
EOSS，COSS中的存储能量
MOSFET在节点之间具有不可避免的寄生电容−栅极和源极之间的CGS，栅极和漏极之间的GD，漏极和源极间的CDS。电容器应在瞬态期间充电和放电，这限制了电压斜率dv/dt。输出电容越大（COSS=CGD+CDS）需要更长的充电和放电时间和更大的能量。充电后，COSS中存储的能量通过MOSFET的沟道或其他寄生电阻耗散，如果放电时没有回收到其他存储组件中
同样在硬交换应用中。EOSS的损耗包含在设备的开关损耗中，与高电流下的开关损耗相比，这种电容损耗看起来并不大，但在低电流下，它看起来并不像系统中轻负载的情况那么小。由于EOSS取决于漏极-源极电压，而不是电流，因此它成为轻负载下效率的关键损失。更大的EOSS也通过限制磁化电感的选择而使软开关应用中的设计变得困难。
图中显示M3S的EOSS要低得多。在RDS（ON）*EOSS的优点图中，M3S比SC1减少了44%，因此它将在系统中的轻负载下提供更高的效率，并简化变压器和电感器的设计。4
图4。EOSS，COSS中的存储能量
外接SiC SBD的电感硬开关特性
接通和断开开关损耗（EON，E off）是系统效率中非常关键的参数。应用，特别是对于高开关频率拓扑，需要比传导损耗更低的开关损耗来实现高效率。更好的开关性能可以使开关频率增加，有助于减小电感器、变压器和电容器等储能元件的尺寸，从而使系统体积更小。
开关损耗可以在双脉冲测试电路中进行测量。基本开关波形如图5（a）所示。损耗的开关周期定义为：从10%的栅极增加到VDS=0 V（EON），从90%的栅极减少到ID=0 A（E OFF）。开关条件为VDS=800 V，VGS=−3 V/18 V，RG=4.7Ω，25C.续流二极管用作SiC SBD（肖特基势垒二极管），零件名称为FFSH30120A，其对E on没有影响的反向恢复电荷，仅对EON有影响的电容损耗。产品封装为TO247−4L，提供开尔文源极连接，消除了栅极驱动回路中共源寄生电感的影响。栅极驱动IC具有14A的吸收和源电流能力，选择充分
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大，所以开关不受栅极驱动的限制。从直流−链路（+）到接地，双脉冲测试电路的寄生回路电感测量值为30 nH。
图5（b）显示，在给定条件下，NTH4L022N120M3S的开关性能大大提高，与NTH4L020N120SC1相比，E OFF降低40%，EON降低20-30%，总开关损耗降低34%。在具有高开关频率的应用中，它将消除RDS（ON）温度系数较高的缺点，如“RDS（ON）温度系数”一节所述。M3S针对此类应用进行了优化。
由于电容与温度无关，并且SiC SBD只有电容损耗，因此随着温度的升高，开关损耗不会显著增加，但测量误差和加热的第三部分部件（如外部电阻器和驱动IC）可能会增加很少的百分比。
VGS（TH）
高峰值电流
身份证件
EOFF
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（a） 理论电感开关波形
（b） VDS=800 V，VGS=−3 V/18 V，RG=4.7Ω，25时漏极电流引起的电感开关损耗C、 Lσ=30 nH
图5。感应开关损耗
体二极管的特性
onsemi SiC MOSFET还具有具有pn结状硅MOSFET的本征双极体二极管。SiC MOSFET的正向电压相对高于硅MOSFET，因为该材料的宽带隙特性使pn结的内置电压更高。通常，IGBT管芯具有额外的独立二极管
内部封装，称为共封装或反并联，因为IGBT是单向器件，除非它是RC（反向导电）IGBT技术。因此，IGBT在共封装二极管的选择上有更多的选择，如低VF二极管、快速恢复二极管或SiC SBD。从相反的DC输入连接进行反向电压旁路或软开关应用中的ZVS，或在桥式拓扑中的硬开关中作为续流二极管，都需要二极管，无论其主体或共封装，这需要更快的反向恢复以获得更好的系统效率。
图显示了推荐负偏置为−3 V的漏极电流的正向电压特性，称为第三象限特性。与1.5~3V左右的硅PIN二极管和1.5V左右的SiC SBD相比，在40A和25下，NTH4L020N120SC1和NTH4L022N120M3S具有相对较高的VF，分别为3.8V和4.5VC.对于二极管的导通损耗至关重要的情况，需要具有像18V这样的正栅极偏置电压的SR（同步整流器）模式操作作为降低导通损耗的最有效方法，其中电压降跟随RDS（ON），通过通道将电流从源极反向导通到漏极。6
否则，需要额外的二极管。
图6。车身二极管正向电压
与碳化硅肖特基势垒二极管等没有反向恢复电荷的多数载流子器件不同，SiC MOSFET的体二极管通过PIN二极管结构中的少数载流子注入而具有反向恢复电荷（QRR），注入到轻掺杂漂移区的少数载流子需要去除它们的时间，称为反向恢复时间（tRR）。在电荷去除过程中，二极管耗散损耗，称为反向恢复损耗（EREC）。由于注入的少数载流子越多，复合寿命越长，它会随着温度的升高而增加。图中显示，与NTH4L020N120SC1相比，NTH4L022N120M3S具有更快的恢复时间和更低的恢复电荷，提高了约40~50%。因此，M3S将在体二极管的桥式拓扑中提供更好的性能7
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即使在更高的VF下，特别是在高频应用中，也应通过卓越的反向恢复特性与有源开关进行换向。
图7。体二极管的反向恢复
带自发光二极管EON（BD）的导通开关性能
在桥式拓扑结构中，体二极管与有源开关进行换向。在反向恢复时间内，电桥发生短路，导致击穿电流，I如图（b）所示达到峰值，这使EON更大。较高的QRR和较长的tRR导致较高的I峰值，从而导致桥拓扑中较高的EON。5
图8是在相同的双脉冲试验台下，在给定条件下，使用自体二极管的导通开关损耗（EON（BD））的结果。NTH4L022N120M3S的EON（BD）比NTH4L020N120SC1低45%。这一数值比SiC SBD增加了30%，这意味着QRR对E on损耗的影响。
根据VF、QRR和E ON（BD）的结果，可以说M3S的体二极管是针对高频应用而设计的，并且随着开关频率的增加而提供更多优势。
图8。带阀体的开启开关损耗
二极管@V DD=800 V，VGS=−3/18 V，RG=4.7，
Lσ = 30 nH
第2代1200vm3s产品的设计注意事项和技巧
寄生接通问题
如“VGS（TH），温度依赖性”一节所述，由于NTH4L022N120M3S（Gen 2）的阈值电压具有NTC，因此在TJ（MAX）=175的最高结温下具有最低值C.即使数据表中的典型VGS（TH）为2.72V，在考虑角部样品25%的工艺变化和温度系数的最坏情况下，它也可能降至1.5V。这意味着它可以被超过1.5V的噪音打开。这是潜在的危险，需要努力抑制噪音，这使设计变得困难和复杂。
即使成功抑制，它也可以通过米勒电容器引起的所谓寄生导通效应导通，如图（a）所示。当上部开关接通时，它在下部开关上产生电压变化dVCE/dt。电流通过寄生米勒电容器C GD和外部电阻器流入接地。该电流可以近似地表示为CGD*dVCE/dt，这在路径中的电阻器两端产生电压降。如果电压超过阈值电压，则即使在关断之后也会出现寄生导通。在桥梁应用中 2.9
图（b）的红色波形显示了通过路径测量的电流。电流的峰值与dv/dt成正比，并引起电阻器两端的峰值电压。这意味着该电流将限制外部栅极电阻（RG（ON）和RG（OFF））的选择。图（c）是峰值电压尖峰的值，通过电流乘以路径中的总外部RG（EXT）来计算。RG（EXT）越高会导致电压尖峰越高，从而暴露出不必要的导通风险。如果VGS（TH）为2.72V且不使用负偏压，则RG（EXT）=4.7Ω将因寄生导通的高可能性而被限制使用，而RG（EXT）=2Ω在所有dv/dt范围内都不会有问题，以避免超过VGS（TH）的情况。实际上，RG（EXT）的增加可以降低dv/dt，但应该根据dv/dt的减少量和RG（TEXT）增加引起的电压峰值的增加量来计算，因此这总是给在桥接应用中选择合适的电阻器带来困难。99
中建议了四种缓解方案 2.]. 第一种是将栅极电阻器分为导通和截止电阻器，以改变电阻器，第二种是在栅极和源极之间添加电容器以分流米勒电流，第三种是使用负栅极偏置电压来增加阈值电压，最后一种是使用额外的晶体管进行有源米勒箝位。避免这个问题的最有效和简单的方法是使用负电源电压。在图（c）中，如果施加−3 V，则实际阈值电压变为5.72 V，因此可以更灵活地选择栅极电阻器。9
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VDD
RG（ON）
栅极电压尖峰
（a） 寄生开启机制
（b） 测量的米勒电流与dv/dt
（c） VGS尖峰的峰值电压与dv/dt
图9。寄生开启现象
如何选择合适的VGS（OP）
与通常使用10V作为栅极驱动电压的硅MOSFET和通常使用15V的IGBT不同，SiC MOSFET由制造商或每种产品根据不同的VGS（OP）条件推荐。这可能意味着该技术尚未成熟，仍有许多挑战需要克服，如SiC/SiO2界面的缺陷、较差的沟道迁移率、栅极氧化物质量和VGS（TH）稳定性问题。
如图（a）和（b）所示，随着正栅极偏置的增加，导通电阻（RDS（on））减小，外部SiC SBD的导通开关损耗（EON）减小，但关断开关损耗（EO FF）没有大的变化。但这可能需要在栅极驱动电路设计上付出更多的努力，并且会导致更高的栅极驱动损耗。增加的电压和不可避免的电压尖峰将对栅极氧化物施加更大的压力。众所周知，较高的正偏置应力会导致VGS（TH）中的更多漂移，这将导致RDS（ON）和EON/EOFF等电性能的退化。10
如图（c）所示，随着负栅极偏置增加到负，关断开关损耗（EOFF）减小，而导通开关损耗（EO N）没有变化。在体二极管的性能中，正向电压（VF）如图（d）所示增加，这是由于在VGS=0V时不稳定的沟道闭合以及当负偏压增加时沟道电流减少。反向恢复特性变差了一点，但并不重要。同样，它也会在栅极氧化物上产生更多的应力，因此可能会导致VGS（TH）中的更多漂移，并且高电源电压可能会给栅极驱动电路设计带来负担。1010
根据这些趋势，建议第2代1200 V M3S产品一般使用−3/18 V，如“VGS（OP），推荐工作栅极电压”一节所述，这是通过考虑性能和可靠性之间的优化而提出的。但是它可以选择不同的电压来优化每个应用及其操作条件。例如，如果设计者希望体二极管的VF较低并且可以接受E OFF增加，0V驱动将是一个不错的选择。如果15V驱动不能满足EMI调节，并且具有足够的裕度、低效率和热性能以牺牲系统，那么它将是一个不错的选择。
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（a） RDS（ON）根据正栅极偏置
（b） 根据正栅极偏置的开关损耗
（c） 根据负栅极偏置的开关损耗
（d） 根据负栅极偏置的正向电压
图10。性能符合VGS
考虑EMI（电磁干扰）优化适当的RG（EXT）
在开关性能方面，RG（EXT）越小，返回的开关损耗越低。但是，对栅极的强驱动在转换期间导致更高的di/dt和dv/dt，这通过板和封装中的寄生电感和电容以及它们之间的高频L/C谐振振荡导致电压和电流的急剧尖峰。设计者应找出合适的RG（EXT），它能在满足EMI规定的情况下提供最佳性能。
图（a）描述了一般开关波形中EMI干扰的主要来源。所有这些EMI源都与di/dt和dv/dt有关。高di/dt导致寄生电感两端的电压尖峰L*di/dt，并且高dv/dt导致在寄生电容中的电流尖峰C*di/dt。两者都可以触发数十或数百MHz的L/C谐振，直接影响EMI的结果。11
图（b）表示，在相同的反向恢复条件下，EON由开启di/dt主导，而E OFF由关闭dv/dt主导。它们在开关性能和EMI之间肯定是折衷关系。如果VGS（OP）是固定的，它可以由RG（EXT）控制，因此需要优化RG（EXT）。例如，如果PCB布局不好，具有高寄生分量，因此在尝试中无法在给定的di/dt和dv/dt下通过EMI调节，并且如果没有机会再修改PCB布局以最小化寄生分量，则应通过增加RG（EXT）来减小di/dt或dv/dt。那么它将通过EMI法规，但支付系统效率损失作为费用。11
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（a） 开关中的EMI源
（b） RG的di/dt和dv/dt（EXT）
图11。EMI考虑
结论
本申请说明介绍了与第1代（SC1）相比，onsemi第2代1200 V M3S SiC MOSFET的关键特性。通过“M3S（第2代）与SC1（第1代）的关键特性”一节，表明M3S实现了很大的改进，如表所示。图显示了系统的实际性能，即在开关频率为40kHz的5kW升压转换器上测量的效率。结果明确表明，M3S的性能优于SC1，尤其是在轻负载下，在该范围内312
开关性能占主导地位，因此第2代（M3S）是更适合高开关频率应用的产品。最后，它在“Gen 2 1200 V M3S产品的设计注意事项和提示”一节中提供了有效使用M3S的有用设计提示。
表3。关键性能比较
汇总表，在相同的试验台上，在一个金色典型样品的条件下进行测量
（VGS=−3/18 V，RG（EXT）=4.7Ω，VDS=800 V，ID=40 A，
Lσ = 30 nH, 14 A sinking/sourcing driver, 25。C,
di/dtRR=2 A/ns）
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图12。5kW升压转换器的测量效率
工具书类
[1] onsemi申请说明，AND90103/D，
ON半导体Gen 1 1200V SiC MOSFET&
模块：特性和驱动
建议
[2] Avago Technologies的白皮书，
米勒电容器引起的寄生导通效应的缓解方法
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